>> 电磁超声换能器的前置放大电路设计 新型心电信号前置放大电路设计 一种用于GaN紫外探测器的前置放大器电路的分析与设计 基于智能光电检测的电路设计 基于单片机的光电检测电路设计 一种土壤湿度检测的方法和电路设计 一种自动检测设置死区时间的电路设计 一种基于包络检测的ASK调制解调电路设计 一种压力传感器检测电路设计 一种带电流检测非互补式PWM产生电路设计 一种232转红外的电路设计 一种新型LED驱动电路设计 压电传感器前置放大电路分析 一种用于非隔离光伏并网逆变器漏电流检测的电路设计与实现 CMOS掉电检测及保护电路设计 一种继电器输出电路的故障分析及改进电路设计 光电二极管放大电路设计的几点思考 基于Proteus的一种硬支撑平衡机用光电传感器设计及实现 一种低功耗宽频带LDO线性稳压电路设计 一种基于FX589的位同步提取电路设计 常见问题解答 当前所在位置：
关键词：医用诊断设备；光电检测；前置放大电路；AD8034
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2014.2.006
引言
在用于临床检验科室的医用体外诊断设备中，大量应用光学信号的变化来分析血液、尿液和脑脊液等体液成分，因此光电检测电路设计被广泛应用于该类设备。医用光电检测电路根据光学信号变化情况可以分为两大类，第一类是用于检测近似静止或者光学信号的缓慢变化，如应用比色法进行检测的生化分析仪和血凝仪等的低频光电检测电路，第二类是用于检测光学信号的快速变化，如用于血液细胞分析仪和流式细胞仪的高频光电检测电路。
本文介绍一种用于上文中第二类光学信号检测的高频光电检测模拟电路设计，该前置放大电路作为一个独立PCB板设计，封装为用于光电转换的前置放大器，整个系统的电气性能主要由该模块决定。本设计的检测对象是波长为535nm附近的绿光信号，该信号是由快速经过光照区的细胞所引发的散射光信号，根据细胞经过光照区的速度，散射光信号变化频率在1MHz～1.8MHz之间。
1 系统方案
由于散射光信号的光功率很低，为了减少信号转换中引入的干扰，同时适合医用设备的光学应用场景，本设计采用了传感器偏置模块、带宽补偿模块、I/V转换模块和信号调理输出模块的系统设计方案，如图 1所示实现完整的光学检测前置放大电路设计。
前置放大电路包含光电转换传感器、带宽补偿电路、I/V转换电路和信号调理电路，将光信号转换为电压脉冲信号输出给后续仪器处理电路，该光电检测电路封装为用于光电转换的前置放大器，本文重点介绍该电路的设计实现。
2 传感器偏置设计
前置放大模块的电路性能是本设计的关键，需精心进行设计和调试。根据系统光信号特点，选用日本滨松公司的S1223型光电二极管作为光电转换传感器。S1223的有效接收面积为2.4mm×3.6mm，工作在10V以上偏置电压的条件下，可以提供25MHz的信号频率响应，在400～1000nm波长范围内具有良好的光电转换性能，能够满足光信号转换的要求。
如图3光电二极管S1223使用VB=-12V偏置，为了防止电流过大损坏光电二极管，反偏电路中加入了20kΩ的限流电阻，此时的反偏电压不小于10V，由图 2可知S1223中存在约50pA暗电流，通过I/V转换之后产生的电压在uV级水平，对电路性能没有影响。
3 带宽补偿设计
由于引入限流电阻将导致电路在高频信号下，光电流大部分以电荷形式储存在光电二极管的结电容中，流出的电流很小，简单说就是造成信号带宽下降，具体如下式所示：
其中C1=0.1μF。当C1>>Cs时（一般10倍以上），就可以保证光电流基本无损的经过后续I/V转换电路，实现带宽补偿。
4 I/V转换设计
光电二极管输出的电流信号难以被电路直接放大，一般都是先经过I/ V转换电路转变为电压信号。本设计I/V转换电路采用成熟的跨阻放大器来实现，基本电路模型如图 5所示。
通常I/V转换电路使用FET型输入的运算放大器实现，应选择偏置电流小，输入电容低和失调电压温漂系数低的高开环增益运放，此外需着重关注电流噪声、电压噪声、输入电容、增益带宽积等参数。在本设计中，I/V转换部分信号带宽最小取3MHz，运放的增益带宽积选择由反馈电阻Rf、总输入电容Ci和信号带宽共同决定。总输入电容Ci为二极管电容与运放输入电容之和。
通常运放的输入电容为几个pF，S1223在反向偏置时的结电容为20pF，估算走线电容为2pF，运放的输入电容取8pF，因此取Ci=30pF计算。图5中的电路在45°相位裕度的时候有下面的公式关系，其中f2表示带宽高限频率，此处即3MHz，ft表示运放的最小单位增益带宽。
根据系统光信号在光电二极管S1223上的电流范围、板卡输出电压信号峰峰值确定I/V变换电路的反馈电阻取R2 =6.2kΩ，根据上面公式得I/V变换的运放增益带宽积必须大于10.5MHz。综合上述考虑，本设计采用ADI公司的AD8034实现，其增益带宽积为80MHz。
另外在I/V变换电路中，为了使电路稳定，需要在反馈电阻上并联一个电容，以减少电路的不稳定性，即图5中的Cf。根据下面信号带宽计算公式
2.56MHz，通带增益为1。根据放大倍数、带宽和增益带宽积间的简单关系，同样选择ADI公司的AD8034。同时，为了去除低频信号的干扰，电路中引入一级由RC电路组成的高通电路，截止频率根据R2、C2值可简单计算得到高通截止频率为16Hz。
6 信号带宽分析
分析各级电路模块的信号带宽，可以计算得到整个电路的信号带宽：
1）光电二极管S1223的带宽：25MHz；
2） I/V转换级的带宽：为1阶低通模型，可知低通截止频率为5.1MHz；
3）1阶高通模型的带宽：为1阶高通模型，可知高通截止频率为16Hz；
4）固定增益环节的带宽：为1阶低通模型，可知低通截止频率为3.18MHz；
5）2阶巴特沃兹低通滤波器的带宽：低通截止频率为2.56MHz。
综上，根据多级放大电路频响的上限截止频率计算公式
计算可得，整个光电检测前置放大电路的信号通带范围为（16 Hz～2.07M Hz），带宽约为fH=2.07M Hz，满足光学信号的设计需求。
7 噪声分析
根据多级放大电路的原理，本文介绍的光电检测前置放大电路的噪声主要决定于I/V转换电路引入的噪声。对用于高速光电信号转换的I/V转换电路，该级噪声主要为运放的电压噪声和Rf的电阻热噪声。由于整个电路的的信号带宽为fH=2.07MHz，取等效噪声带宽变换因子为1.57，同时后级放大级增益为G=10，则结合图5所示的I/V转换等效电路模型，整个电路的噪声计算如下：
结语
本文介绍的医用光电检测前置放大电路设计，在研制过程中经历多次试验，结果表明满足开发的临床诊断设备应用需求，且具有电路形式简单、噪声性能良好、稳定性高等优点，可以在同类医用诊断设备的设计应用中加以推广，具有良好的应用前景。
参考文献：
[1]刘斌，张秋蝉.光电检测前置放大电路的设计[J].燕山大学学报，2003，27（3）：194-196
[2]宋涛，张斌，罗倩倩.光电转换电路的设计与优化[J].光电技术应用，2010，25（6）：46～48
[3]S1223 Si PIN Photodiode数据手册.日本滨松公司.
关键词：硬件设计;数字信号处理;角度编码器;电源隔离
中图分类号：TN702 文献标识码：A 文章编号：1006-8937（2016）26-0009-02
1 概 述
本文研究设计一套非连续全天空偏振观测系统的硬件电路，该系统配合软件以实现全天空的非连续偏振模式观测，获取天空偏振模式随时间的变化，为寻找大气中性点提供数据支撑;并利用大气中性点实现地表-大气信息分离。
本系统主要实现对立体空间精密定位系统的设计，采用位置式高精度角度编码器作为转台位移检测工具，采用了位置环和速度环共同组成闭环控制系统。实验结果表明，该精度定位系统运行位置伺服精度<0.002 °，满足大气偏振观测系统的伺服精度要求。
2 控制系统硬件设计
2.1 系统框图
非连续大气偏振观测控制系统框，如图1所示。控制系统包含数字信号处理电路模块、强弱电隔离模块、电机PWM驱动模块、位置检测模块。主控电路模块以TI的DSP芯片TMS28335为核心，其电路主要包括：电源模块电路、JTAG接口电路、外部存储器扩展电路、串行通信接口电路、脉冲量、模拟量控制接口、数字模拟转换电路。功率驱动电路包括逆变器主电路、转子位置检测电路等。位置检测模块主要包括霍尔信号接口电路和增量式编码器接口电路。
2.2 电源电路设计
系统电源框图，如图2所示，为了减少电机启动时对相机、DSP芯片的干扰，特通过滤波模块将输入24V电源隔离成3组电源。如图3所示。
对DSP芯片的电源设计，考虑系统的稳定性，TMS2833芯片对电源的上电顺序有一定要求[1]。1.8V的内核电压先于外部IO电压建立，因此我们选用带有使能控制的电源芯片TPS75801和TPS75833。电路图，如图4所示。VCC1V8的电压稳定建立之后，Q2导通，Q1截止，使得TPS75833的使能端EN为高电平，TPS75833才开始工作，VCC3 V3端才能输出3.3 V的电压。
2.3 电机驱动电路设计
本系统分别对方位电机、仰角电机和相机电机三个电机进行控制，为精确定位，三个电机的驱动均采用带PWM控制功能的芯片实现[2]。
对于方位电机和仰角电机使用的是同一型号的电机，其驱动电流峰值达6 A，考虑电路的简单，所以采用TI的DRV8412芯片。TI公司的DRV8412是集成了先进保护系统的高性能双路全桥马达驱动器，功率级的效率高达成协97%。DRV8412双路全桥模式2x3A或并联6A连续模式，PWM频率高达500 kHz，主要用于无刷DC和步进马达，三相永磁同步马达等驱动[3]。电路，如图5所示。
相机的驱动电机电流较小，选用芯片体积较小的DRV8837芯片。DRV8837为摄像机、消费类产品、玩具和其它低电压或者电池供电的运动控制类应用提供了一个集成的电机驱动器解决方案[4]。 此器件能够驱动一个直流电机或其他诸如螺线管的器件。 输出驱动器块由一个配置为H桥的N通道功率MOSFET 组成，以驱动电机绕组。 一个内部电荷泵生成所需的栅极驱动电压。DRV883x能够提供高达1.8 A的输出电流。电路，如图6所示。
2.4 信号的隔离电路
由于此系统是一个光机电系统，为减少信号之间的干扰，采用ADI公司的磁耦芯片ADuM240X系列。ADuM240X系列是采用ADI公司iCoupler技术的四通道数字隔离器。它将高速CMOS与单芯片空芯变压器技术融为一体，具有优于光耦合器等替代器件的出色性能特征。iCoupler 器件的功耗只有光耦合器的1/10至1/6，均可采用2.7 V至5.5 V电源电压工作，与低压系统兼容，并且能够跨越隔离栅实现电压转换功能设计简单[5]。电路，如图7所示。
3 系统定位性能测试
由于其特殊的应用，对于高精密伺服转台，位置伺服精度是最重要的指标之一，应该达到±0.002 °，为此进行了伺服工作试验。根据伺服转台的实际应用环境，由上位机发出位置控制。根据编码器实际返回值来确认当前位置，测试位置伺服误差数据，见表1。伺服误差均值大致为0，误差在以±0.002 °内。达到了精度±0.002 °的要求。
4 结 语
本控制系统采用位置式高精度角度编码器作为转台位移检测工具，采用了位置和速度双闭环PID控制系统。实验结果表明，该系统硬件电路设计满足控制要求，伺服精度在度范围内。满足大气偏振观测系统的伺服精度测量要求。
参考文献：
[1] 马杰.小型直流电机控制电路设计[M].北京：科学出版社，2012.
[2] 符晓，朱洪顺. TMS320F2833XDSP应用开发与实践[M].北京：航空航 天大学出版社，2013.
[3] DRV84x2 Dual Full-Bridge PWM Motor Driver[R].Texas Instrument
s，2015.
[4] DRV8837 LOW-VOLTAGE H-BRIDGE IC [R]. Texas Instruments，
1 引言
MAX3737是美国MAXIM公司生产的带有消光比控制的激光驱动器，它的工作速率为155Mbps～2．7Gbps，可用作多速率OC－3至OC－48 FEC等光纤系统中的光发射机。该产品与以往同类产品相比，不仅具有传输速率高、供电电流小和输出平均功率恒定等特点，而且在激光管的使用寿命和温度变化范围内能始终保持消光比恒定。MAX3737的主要特性如下：
采用＋3．3V单电源工作模式；
仅需47mA的电源供给电流；
能提供高达85mA的调制电流和高达100mA的偏置电流；
内含自动功率控制(APC)、自动调制控制（AMC)和温度补偿电路；
带有以地为参考点的电流监控设置端；
具有安全控制和失效警告指示电路。
2 引脚功能、内部结构及工作原理
2．1 引脚功能
MAX3737采用32－pin QFN封装形式，它的引脚排列如图1所示。各引脚功能如下：
GND（1，10,15，16）：接地端；
TX DISABLE(2）：激光管输出控制端电压输入，低电平有效；
VCC(3,6，11,18，23）：＋3．3V电源端口；
IN＋(4），IN－(5）：分别为数据信号的正、反向输入端；
PC MON(7）：监控反馈光二极管电流监控端。该端通过外接电阻可产生与反馈光二极管电流成正比、并以地为参考点的参考电压；
BC MON(8）：激光管偏置电流监控端，可通过外接电阻产生与偏置电流成正比、并以地为参考点的参考电压；
MC MON（9)：调制电流监控端，可通过外接电阻产生与调制电流成正比、并以地为参考点的参考电压；
TX FAULT(12)：传输失效指示端；
SHUTDOWN(13）：关闭驱动器输出端；
VBS（14)：激光管偏置电压指示端；
BIAS（17)：激光管偏置电流输出端；
OUT－（19，20）：反向输出端，应用时应将这两脚互连；
OUT＋ (21,22)：正向输出端，应用时应将这两脚互连；
MD（24)：监控反馈光二极管电流输入端，应用时与监控(反馈）光二极管的正极连接；
VMD(25）：监控反馈光二极管电压指示端；
APCFILT1(26）, APCFILT2(27）：APC环路主极点设置端，应用时应在这两脚之间接一个电容器(CAPC）；
APCSET(28）：平均光功率设置端；
MODSET（29)：调制电流部分设置端；
MODBCOMP(30）：偏置电流对调制电流补偿系数设置端；
TH TEMP(31）：温度补偿电路阈值设置端；
MODTCOMP(32）：温度补偿系数设置端。
图2
2．2 内部结构及工作过程
MAX3737内部结构如图2所示，内部电路主要包括高速调制电路、消光比控制电路及安全逻辑控制和指示电路。其中，高速调制电路包括输入级和输出级两部分，主要由输入缓冲、数据通道和高速差分对电路组成，其功能是对输入信号进行调制，并为外部激光管提供所需的激励信号。消光比控制电路包括三部分：自动功率控制APC电路、自动调制控制AMC电路和温度补偿电路，其主要作用是与监控光二极管形成反馈控制电路，同时通过对偏置电流和调制电流的动态控制调节来维持消光比恒定；安全逻辑控制和指示电路主要是为驱动器正常工作提供安全保障，对驱动器工作状态进行监控，同时提供驱动器的各种工作状态和失效信息。
MAX3737采用APC工作模式，当MAX3737正常工作时，数据从IN－端和IN＋端输入，经输入缓冲电路和数据通道处理，然后通过控制差分对调制器输出以实现调制，调制后的信号从OUT－端和OUT＋端输出以驱动外接激光管；当输出功率变化时，反馈信号将从MD端输入，然后通过消光比控制电路来调节调制电流和偏置电流的变化以自动维持输出功率的稳定；当温度变化超过阈值时，温度补偿电路会自动调节调制电流以维持功率稳定；当电路发生故障和其它意外情况发生时，安全逻辑控制和指示电路将通过SHUTDOWN端输出控制信号以关闭激光管输出，同时由TX FAULT端输出警告信号。
3 应用设计
MAX3737在应用时要求用户自行设计的电路非常少，用户的主要设计工作是选择合适的激光管以及各种相关电流的设计。MAX3737典型应用电路如图3所示，图中所标元器件参数值为典型值，未标元器件需要在具体设计中确定，激光管采用直流耦合方式。下面结合典型应用电路来介绍MAX3737的应用设计过程。
3．1 激光管的选择
用户在利用MAX3737设计光发射机时，首选是根据实际需求选择合适的激光管。一般情况下，光输出功率用平均光功率和消光比描述，用户可根据光输出功率来确定所需激光管的输出平均功率和消光比，并应在满足输出功率的前提下，尽量使消光比大一些。在输出功率和消光比确定后，同时根据这些参数来选择满足条件的激光管。
3．2 调制电流IMOD的设计
激光管选定后，用户可根据表1中的关系式推导出调制电流IMOD的计算公式。具体如下：
IMOD＝2PAVG（re－1）／η（re＋1）；
式中，各参数的物理意义见表1所列。实际上，调制电流是由固定调制电流（IMODS)、偏置补偿调制电流（KIBIAS)和温度补偿调制电流（IMODT)三部分组成的。
（1)固定调制电流（IMODS)
固定调制电流是在理想工作条件（温度不变和输出功率恒定)下驱动器所需的调制电流。该电流可由MAX3737内部电路和MODSET端的外接电阻所确定。因此，应首先根据实际要求确定所需的固定调制电流（IMODS)，然后再确定MODSET端的外接电阻（RMODSET)值具体为：
IMODS＝268VREF／RMODSET
其中，VREF为MAX3737内部的参考电压，一般情况下的典型值为1．3V。
（2)偏置补偿调制电流（K IBIAS）
偏置补偿调制电流是由偏置电流变化所引起的，其作用大小由补偿因子K所确定，而K值大小则由MODBCOMP端的外接电阻所确定。在应用中，可根据偏置电流和调制电流变化来确定合适的补偿因子K，然后根据K值再确定MODBCOMP端的外接电阻(RMODBCOMP）值。
确定补偿因子K的计算公式为：
K＝IMOD／IBIAS＝(IMOD2－IMOD1）／（IBIAS2－IBIAS1）；
而K值与RMODBCOMP的关系为：
K＝[1700／(1000＋RMODBCOMP）] ±10％
(3）温度补偿调制电流(IMODT）
温度补偿调制电流一般是由温度超过阈值温度所引起的，其作用是补偿温度变化对调制电流的影响，当T＞TTH时，温度补偿调制电流(IMODT）的计算公式为：
IMODT＝TC(T－TTH）；
其中，TTH为温度阈值，其值可由TH＿TEMP端的外接电阻(RTH＿TEMP）来确定；TC为温度补
偿系数，其值由MODTCOMP端的外接电阻（RMODTCOMP)确定。应用时，应根据实际情况确定合适的温度阈值和温度补偿系数，然后根据下列公式来确定RTH＿TEMP和RMODTCOMP：。
TTH＝－70℃＋[1．45MΩ／(9．2kΩ＋RTH－TEMP）] ℃±10％；
3．3 监控光二极管反馈电流IMD的设计
当激光管选定后，转移系数PMON即可确定，设计时可以参见表1中的参数设置公式。当用户确定平均光功率后，即可根据公式PAVG＝IMD／PMON来确定IMD的理论值。
在MAX3737中，反馈电流IMD可以由APCSET端外接电阻设定，因此IMD设计的实质是确定APCSET端的外接电阻RAPCSET。用户根据下式可确定RAPCSET值。
IMD＝VREF／（2RAPCSET）
RAPCSET确定后，实际提供的反馈电流IMD就确定了，这样，APC电路就会根据IMD的变化来自动调整偏置电流IBIAS，从而维持平均光功率的稳定。
图3
3．4 APC环路滤波电容的设计
在APC电路中，滤波电容CAPC的作用是延迟APC电路的作用时间，减少低频信号干扰。滤波电容CAPC的值可由低频截止频率f3DB来确定，用户可以首先根据要求确定低频截止频率f3DB，然后根据下式确定CAPC的值。
CAPC（μF）≈η68ρMON／f3DB(kHz）
为滤除高频噪声，在MD端需接一下拉电容CMD到地，一般情况下，下拉电容CMD的值约为滤波电容CAPC值的四分之一。
3．5 注意事项
在设计过程中，为使电路正常工作，对各种电流要有一定的条件限制。若所需调制电流不大于60mA，MAX3737和外接激光管可采用直流耦合方式；若调制电流大于60mA，则应采用交流耦合方式。不管采用哪种耦合方式，在输出端OUT＋，各种电流都应满足如下要求：
(1） 对于直流耦合
VOUT＋＝VCC－VDIODE－IMOD(RD＋RL）－IBIASRL≥0．7V
式中，VDIODE为激光二极管的偏置端电压，典型值为1．2V；RL是激光二极管的偏置端电阻，典型值为5Ω；RD为串行匹配电阻，典型值为20Ω。
(2) 对于交流耦合
VOUT＋＝VCC－IMOD（RD＋RL)／2≥0．75V
此外，由于MAX3737是高频产品，电路布局对其影响很大，在电路设计时，应当采用性能比较优越的高频布局技术，同时，用户应采用具有公共接地层的多层电路板来降低电磁干扰和交调失真；电路板应采用低损耗的介质材料，以减少能量损耗；数据输入端引线和调制输出端引线应采用阻抗可控的传输线，这样可以方便电路调整，减少能量损耗和降低干扰。
【关键词】超声波 方向角 自动跟踪 智能航行
船舶在航行过程中一般都需要检测周围的船只的位置，防止发生碰撞或实现自动跟踪功能。
如果采用电磁波作为介质去测量远处体积很小的目标物体的位置，电路处理中高频信号和超高频信号的相位很难控制、中低频信号的测量精度太低，而且海水对电磁波的干扰也比较大。由于超声波的波长较短，目前各大厂家生产的超声波传感头的体积越来越小，而且防水性能都比较好，如果采用超声波鉴相技术去测量目标物体方向角，则可以满足实际应用的跟踪效果。
本文基于超声波鉴相技术，对超声波发射装置方向角测量控制系统进行了设计与分析。
1 超声波方向角测量原理
2 超声波源方向角测量电路
超声波源方向角的测量电路一般有以下两种方案。
（1）首先使用运算放大电路把超声波接收头接收到的正弦波信号分别放大后，再利用电压比较器把之转换为微控制器可以识别的TTL（晶体管-晶体管逻辑电平）电平的方波。通过检测两路输出的方波的相位差来计算出方向角。这种测量思路适用于中断响应速度比较快的微控制器，方位角测量的精度稍低。
（2）为了让更多的微控制器能够满足方向角测量需要。可以通过判断方向角测量电路的两路方波相位的超前或者滞后，再结合异或门电路和滤波电路，把一定相位差转换为与之对应的模拟直流电压，从而实现更加精确地测量方向角。
本文采用第二种方案，超声波源方向角测量电路如图1所示。
方向角的偏左和偏右是通过检测相位的超前或滞后来进行判断，即检测两路输出方波触发的外部中断响应的先后。最小测量角度值的准确性取决于所选用单片机或者嵌入式ARM等的中断响应时间。此外，为了让超声波源方向角测量系统准确、稳定地工作，两个超声波接收头的距离应尽量小，本文测的两个超声波接收头的中心间距为10mm。
两路比较器LM393分别输出占空比约为50%的方波，这两路输出用来判断方向角的大致方向为偏左或偏右。电路设计的关键部分就在于把两路有一定相位差的方波通过异或门进行异或作用，再选取适当的滤波电路进行滤波，就可以把相位差的大小转换为输出的直流电压U0的大小。通过检测直流电压U0的大小和两路输出方波的相位超前或滞后，就可以得到超声波源具体的方向角。其中，滤波电路采用RC串联滤波 。
3 方向角显示原理
方向角显示原理的系统框图如图2所示。图1中，超声波源方向角测量电路的输出电压Uo1、Uo2分别与图2中STM32的1#外部中断和2#外部中断相连。与方向角对应的模拟直流电压Uo3经过模数转换成数字信号后，交给stm32处理。最后，显示模块把方向角显示在屏幕上。
4 实验结果及分析
基于以上，完成了超声波发射装置方向角测量系统实验平台的搭建，如图3所示，其中左边的是超声波收发装置，中间的是ARM控制板，右边的是显示装置。
通过示波器可以观察到排阵P1的引脚Pin1和Pin3输出的两路方波电压Uo1、Uo2比较规则。此外，两路输出方波Uo1、Uo2的相位差也比较明显。如图4、图5所示，当超声波发射源的位置偏左或偏右时，其中一路方波相比较另一路相位超前，或者一路方波相比较另一路相位滞后。
方向角的理论测量范围为偏左23°至偏右23°，通过实验实际可测得的方向角的范围约为偏左22.5°至偏右22.5°，达到了测量要求。
5 结语
本文对超声波发射装置方向角测量控制系统进行了设计，搭建了实验平台，完成了对40KHz超声波发射源的方向角一定范围内的准确测量。此方案可以用来对超声波源进行自动跟踪，可以用于实现船舶的智能航行。
参考文献
[1]陈庭勋.基于超声波的方向角测量方案研究[J].实验技术与管理，2007，24（1）；41-45.
[2]张继东.一种超声波电源的频率搜索与跟踪系统的设计[J].计算机测量与控制，2010.18（10）.
[3]周泽均，欧阳清，施冠羽.清污超声相控声源阵列设计[J].舰船科学技术，2014，12：172-177.
[4]陈建华，潘树国.才宇彤等.基于ARM/Linux的嵌入式卫星定位平台设计及实现[J].舰船科学技术，2012，11：135-139.
[5]孙牵宇，童峰，许肖梅.一种大角度范围的高精度超声波测距处理方法[J].厦门大学学报，2006（04）.
作者简介
张玉锦（1989-），男。现为江苏赛联信息产业研究院工程师。研究方向为电力电子专业。
关键词：三极管 放大作用 集电极 偏置电路
中图分类号：O453 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2014）06（a）-0089-01
晶体管作为20世纪的一项重大发明开启了微电子革命的先声[1]，其重要性方面可以与印刷术，汽车和电话等的发明相提并论。晶体管实际上是所有现代电器的关键活动元件，其在当今社会的重要性主要表现它可以使高度自动化过程进行大规模生产的能力，所以可以不可思议的降低单位成本。由于晶体管的低成本，灵活性和可靠性使其成为非机械任务的通用器件，所以能否正确的使用晶体管是一个电路的关键。
1 三极管概述
三极管即半导体三极管[2]，主要由两个反相连接的PN结构成，三极管包括三个电极，其中共用的电极称为三极管的基极（base，B），其他的两个电极称为集电极（collector，C）和发射极（emitter，E）。三个杂质半导体区域之间形成两个PN结，发射区与基区的PN结成为发射结（BE结），集电区与基区之间的PN结称为集电结（CE结）。三极管根据组合不同又分为两类：NPN型三极管和PNP型三极管。一般在市场的三极管在其外表面都有相应的箭头指示电流的流经方向来表明发射极与集电极的方向。
2 三极管的放大作用
对于NPN型硅二极管，从基极电流至发射极的电流叫做基极电流Ib，从集电极流至发射极的电流叫做集电极电流Ic。这两个电流的方向都是流入发射极的。三极管的放大作用本质就是基极的电流能够有效地控制集电极的电流，当基极电流有较小的变化都会给集电极电流带来较大的影响，并且电流的变化服从一定的比例：Ic=β*Ib（β一般远大于1）。若将一个小信号加到发射极与基极之间，就会引起基极电流的变化，由于Ib的变化会被放大，那么与此同时就会导致Ic发生很大的变化，若在集电极一段接一点电阻R，由计算公式U=I*R就可以算出电阻两端的电压发生很大的变化，那么经放大后的电压信号就是从这个电阻上取出来的电压。
3 三极管偏置电路设置的原因
三极管的内部结构有发射结和集电结[2～3]，由于发射结的非线性，基极电流必须在输入电压达到一定数值时才能产生（硅管常取0.7 V，锗管常取0.3 V）。对于硅管而言，当Vbe小于0.7 V时，基极电流几乎为0，而在实际的应用当中，待放大的信号一般情况下都要远小于0.7 V，如果不加偏置电路的话，如此小的信号就不足以引起基极电流的变化。若在基极加一个小电流，当一个小信号与这个偏置电流叠加在一起时，小信号会引起基极电流改变，基极电流的变化量就会被放大并在集电极输出；第二个原因是由于对输出信号范围的要求，若电路中未加偏置，那么对减小的信号无效只会对增加的信号放大，这是由于集电极电流在无偏置时是0，从而不能再减小了。集电极在加上偏置的情况下有一定的电流，当输入的积极电流变化时，集电极的电流就会相应的变化，这样减小的信号和增大的信号都可以被放大了。
4 三极管的固定偏置电路
图1所示的为基本的固定偏置电路。
图1所示的为NPN型共发射极放大电路，接下来的分析静态工作点的过程中将以硅管为例，由于集电极的电流收到基极电流的控制，基极电流的一个很小的变化都会对集电极电流有很大的影响，并且满足一定的电流关系：Ic=β*Ib，（β一般是远大于1的数）。如果集电极的电流是流过电阻Rc的电流，由电压计算公式：U=Ic*Rc可以算得电阻Rc上的电压发生的变化。若想得到放大后的电压信号，只需将电阻上的电压取出即可。若将共发射极放大电路中集电极的静态电压设计为电源电压的一半，此时就可以获得最大的输出电压的动态范围，此原则即是设计共发射极放大电路的基本原则。
上面所介绍的偏置电路是最基本的固定偏置电路，在实际的放大电路中，加合适的偏置电路是保证放大电路正常工作的重要条件，但是这种电路也存在一定的缺点，当环境温度升高时就会导致电路的温度稳定性较差，所以这种电路只适用于温度变化不大，要求不高的场合。
参考文献
[1] 魏佳，张沙.三极管的应用[J].
关键词：紫外探测器；前置放大器；噪声；稳定性
中图分类号：TN72 文献标志码：A 文章编号：2095-2945（2017）20-0011-03
引言
空空导弹系统中多为红外制导和雷达制导。随着干扰手段的发展，单一的探测手段已经不能满足抗干扰的需求。于是，出现了双色探测器等多探测体制，如紫外/红外、紫外/激光、红外/激光等多种复合探测体制。继红外探测技术之后紫外探测技术成为又一重要的军民两用光电探测技术。相较于红外探测系统，紫外探测技术因其独有优势，受到了军方的关注。
正是因为军方的重和紫外探测技术的独特性，本文开展紫外信号检测放大技术的研究，以此来确定一种更适合紫外信号的前放电路结构，并对它的噪声特性及抑制方法进行分析和验证。
1 紫外探测器
紫外探测器件主要分为点探测器和像探测器。半导体紫外探测器件因其体积小、过载高在军事中应用较多。本系统中采用GaN基紫外探测器，光谱响应区间在260～380nm，峰值响应波长为365nm。
在探测器应用中多采用PIN结构[2]，I层会加大耗尽层厚度。I层有更高的电阻相对于PN层，这里的反向偏压形成高电场区，加宽了光电转换的有效工作区域，使暗电流有所降低，提高了灵敏度，探测器的电容也有减小。
紫外探测多采取直接探测，所以在光信号功率小时，电信号输出相应也较小。一般在实际探测器的应用中，为了方便后续处理，通常使用前置放大电路将信号放大。紫外探测器中就要设计合理的前置放大电路，以保证探测系统能够在一定的输出信噪比下工作。
2 前置放大电路
微弱光电信号前置放大器，信号小，输入信噪比低，在空空导弹系统等军用系统中多有专门的低噪声放大器。
而在低噪声放大器的设计中，噪声水平、放大器的增益和放大器的带宽通常要依据其中的带宽综合考虑。
2.1 光电二极管的等效电路模型
紫外探测为直接探测方式。光信号功率小，紫外探测器的电信号输出也相应较小，在本设计中所采用的探测器芯片的响应较小，ID约为5nA左右，零偏阻抗100MΩ，结电容CJ≈50pf，等效电路[4]如图1所示。
它包含一个被辐射光激发的电流源，一个理想的二极管，结电容和寄生串联及并联电阻。IL为二极管的漏电流，ISC为二极管光电流，Rpo为寄生电阻，ePD为噪声源，结电容大致为20pf。
在本文的应用中，紫外探测器芯片工作在零偏置即光伏模式下。
在此模式下探测器芯片作为光电二级管可以非常精确的线性工作。零偏置条件下，无暗电流，二极管噪声等同分电路电阻的热噪声；反偏置条件下，则有暗电流产生附加噪声源。本文就要对这种光伏模式进行最优化设计。
2.2 光电检测电路设计
由于探测器工作状态时产生的是电流信号，在后续使用中要将它转换为电压信号，主放大器的作用就是对光电流进行I-V转换，并放大到所需要的值。
2.2.1 电流-电压转换电路分析和设计
本文所采用的光电转换电路为高灵敏度的电流-电压转换器，二极管偏执由运算放大器的虚地维持在零电压，短路电流即被转换为电压。电流电压转换电路如图2所示。
由于在最高灵敏度时该放大电路[5]必须能检测1nA的二极管电流，采用普通结构的电流电压转换器会使反馈电阻非常大，例如对于1nA的二极管电流，要求输出0.1V的电压，则需要100MΩ的偏置电阻，而电阻是对总输出噪声影响最大的因素之一。这对系统噪声的影响是不可想象的。
该主放大器的输出VO=-k1Rfid
k1=1+R1/R2+R1/Rf
可见这个电路是靠倍乘因子k来增加R的，于是我们基于一个合理的R值，依靠倍乘因子k来提高灵敏度。
针对本电路为了实现0.1nV/nA的灵敏度，由式可知k1Rf=0.1/10-9=100M？赘，这是一个相当大的值，为了不至产生太大噪声，由Rf=1M？赘出发，然后乘以100以满足技术指标，因此，1+R1/R2+R1/106=100。在采用R2=1k？赘时，可得R1≈99k？赘（用最接近标准值的100kΩ）
2.2.2 前置放大电路的噪声分析
外部噪声（系统的外界干扰）和内部噪声（光电系统本身产生的噪声，是光电检测器件和检测电路的器件固有噪声）为光电检测电路的主要噪声来源。
外部噪声要通过外部手段控制，本文中我们主要研究通过选择电路元件和合理的电路设计来减小内部噪声，提高系统的检测精度。
光电二极管、前置放大电路构成了光电检测电路，它的噪声模型如图3所示：
Isc：光电二极管的光电流；Ins：光电二极管的散粒噪声电流；Ind：光电二极管内阻产生的热噪声电流；Cd：光电二极管的结电容；En、In：放大器的等效输入噪声电压和等效输入噪声；Unf：反馈电阻Rf和R1产生的热噪声电压。其中：
I2ns=2eIscf，f为电路的通频带；
I2nd=4kTf/Rd
U2nf=4kTRff
由此：
由上面的公式[6]得出，反馈电阻Rf和R1和输出信噪比成正比。要想提高输出信噪比和信号增益，需要提高Rf和R1的阻值。所以我们可以选择阻值大、噪音小的金属膜电阻。
此外，输出信号电压幅度的也限制Rf和R1的选择，还应根据光电流的最大值来确定Rf的大小。
电路的通频带f和输出信噪比成反比。电容Cs与Rf并联就是为减小电路的通频带。它们构成一个高频截止频率为1/2？仔RfCs的滤波电路。直流和低频，信号增益不变；频率超过1/2？仔RfCs时，信号增益下降信号幅度线性失真，因此电路的通频带f=1/2？仔RfCs。
Rf和Cs和通频带也成反比。如果电路的通频带太小会造成输出信号频率失真；如果Cs太大，系统响应会变慢；Cs也有消除自激震荡的作用。
2.2.3 集成运算放大器的选用
考虑集成运放的等效输入噪声电压En和等效输入噪声电流In，同输出信噪比成反比。故应选用En和In小的低噪声和低偏置电流的集成运算放大器。
场效应管为输入级的运放具有开环输入阻抗高、输入偏置电流小和不随温度变化的优点，适合选用。同时，提高_环放大倍数，使光电二极管在无偏压状态工作；其次，选用的集成运放的失调电压和电流应较小。
由于要精确测量纳安级的光电流，运算放大器的偏执电流不应该大于数纳安，并且放大器本身引入的噪声要非常小，这就大大缩小了选择的余地。
我们最终采用了噪声低，精密，输入为FET的AD795k型运算放大器。它具有两种优势：（1）双极型输入运算放大器的低电压噪声和低失调漂移；（2）FET输入器件的极低偏置电流。
其性能参数为：
失调电压：在25°C时，最大为250uv，
失调电压漂移：最大为3uV/°C
输入偏置电流：在25°C时，最大为1PA
0.1～10HZ 电压噪声2.5uVp-p
1/f转折频率12Hz
电压噪声：在100Hz处为10nV/√Hz
电流噪声：在100Hz处为0.6fA/√Hz
在±15V时的功耗为40mW
增益带宽乘积1MHz
2.2.4 前置放大器稳定性分析
考虑光电二极管小信号模型后，完整的前置放大电路如图4：
该系统的传输函数[7]为：
其中，Aol（j？棕）为放大器开环环路增益；？茁为反馈系数，即1/（1+Zf/Zin）；Zin为分布式输入阻抗
展开后可得：
式中
由于Rd远大于Rf，故fz
图中显示了Aol（j？棕）曲线与1/？茁曲线在fx处相交，且在交点处|Aol？茁|=1。放大器需在工作中不振荡、稳定。工程应用上，要求相位裕度？准m>>4/？仔，当？准m=4/？仔时，fp=fx。放大器在系统稳定的前提下，要得到最大带宽，可令：
式中：可以求得GBW为运放的增益带宽积。最终可求得：
对于更大的相位裕度，这个电容值还会增大，但也会降低I-V转换器的带宽。
3 电路仿真计算
利用multisim10 软件[8]对图5所示电路进行仿真分析。
交流仿真结果如图6所示。
噪声分析如图7所示。
4 结束语
本文推出了光电检测电路信噪比的公式，并对光电转换电路的稳定性进行了详细的研究，总结了设计低噪声光电检测电路的方法。
某预研项目中，根据本文讨论的方法设计的前置放大器已有应用，我们可以看到实际测试结果达到了预期效果，所以此设计方案可行。不足之处在于，本设计中印刷板本身带来的寄生电容问题。这就要求我们必须小心布线以控制寄生电容；另外，可在输出端增加滤波器，以减小系统噪声。
参考文献：
[1]Gil Tidhar， Raanan Schlisselberg. Evolution Path of MWS technolo
gies： RF， IR and UV[J]. Proceedings of SPIE，2005，5 783：6622673.
[2]Degnan J J. Theory of op timally coup led Q2switched laser 220. [J]. IEEE J. Quantum Electron.， 1989，25（2）：2142.
[3]孙培懋，刘正飞.光电技术[M].北京：机械工业出版社，1992.
[4]何俄章.线性测量系统中光电探测电路的设计[J].达县师范高等专科学校学报：自然科学版，2000，10（2）：109-111.
[5]赛尔吉欧・弗朗哥.基于运算放大器和模拟集成电路的电路设计[M].
西安交通大学出版社，2005.
[6]王立刚.低噪声光电检测电路的研究与设计[J].电测与仪表，2007（8）：63-65.
关键词：高压输电线路；检修；维护要点
我国电网建设快速发展，高压输电线路的规模逐渐扩大，高压输电线路具有覆盖面广、点多、线长等特点，在运行过程中容易受到不可预见的因素影响，因此要全面掌握高压输电线路的检修和维护，延长高压输电线路的使用寿命。
1.高压输电线路的状态检修
高压输电线路的状态检修是一种新型检修模式，通过实时监控高压输电线路的运行状态，获取高压输电线路的相关故障信息，从而有针对性的开展检修和维护工作。当前，我国高压输电线路的检修和维护主要采用红外线在线诊断技术，红外线热像仪是最常见的诊断仪器，利用红外线诊断技术来诊断高压输电线路的故障和缺陷，具体方法有以下几种：一是热图谱分析法，根据正常状态和异常状态下同类设备的不同图谱，分析和判断同类设备的运行状态，该诊断方法具有精密性、有效性的特点；二是表面温度辨别法，根据设备表面的温度值，判断设备的运行故障，这种诊断方法被用来诊断电力设备的外部热故障；三是相对温差判断法，即相同的较热测点和对应测点的温升比值，来判断电流型致热设备，并且这种诊断方法可以有效排除环境温度和不同负荷的干扰[1]。
2.高压输电线路的运行故障和检修
2.1 雷击故障和检修维护
（1）雷电故障
雷击故障严重影响高压输电线路的安全稳定运行，具有很强的破坏性。由于我国高压输电线路基本上都架设在室外环境中，在雷雨天气经常会出现雷击故障。在一些雷雨天气较为频发的地区，高压输电线路频频发生雷电故障，一些轻微的高压输电线路雷电故障，导致高压输电线路出现跳闸、线路不稳定等情况[2]，由于高压输电线路的雷电故障非常难以消除和控制，一旦发生严重的高压输电线路雷电故障，会引发火灾，严重威胁着人们的生命财产安全。
（2）雷电故障的检修维护要点
高压输电线路雷击故障很难进行消除和控制，因此做好高压输电线路的防范工作。各个地区的电力部门要仔细分析当地的雷击电流强度和雷电分布规律，充分掌握高压输电线路结构、地形和雷电电流落地之间的关系，研究高压输电线路跳闸和雷击的规律，绘制出准确的雷雨分布区域图，结合高压输电线路的设置位置，积极采取防雷措施。
2.2 覆冰故障分析和检修维护要点
（1）覆冰故障分析
我国很多地区经常出现极端的冰雪天气，高压输电线路覆冰很容易导致高压输电线路的绝缘层损坏、电线杠倾斜变形、电气事故和线路被架空等事故，出现纵向荷载、水平荷载和垂直荷载三个方面的倒塔，严重影响了我国电力系统的安全稳定运行。另外，当高压输电线路覆冰之后，在地心引力的作用下，会使高压输电线路发生一定程度的形变，当人为的进行振动处理或者气温升高后，覆冰脱落，高压输电线路的弹性储能会转变为高压输电线路的动能，导致高压输电线路发生舞动和跳跃，引起电线杆和高压输电线路的强烈摇晃。高压输电线路的覆冰厚度越大，其张力变化和弧垂也会越来越大，当覆冰脱落时，高压输电线路的舞动故障会更加严重。
（2）覆冰故障的维护检修要点
其一，做好高压输电线路的抗冰设计，首先根据各个地区高压输电线路的实际情况，来设计抗冰方案，深入分析高压输电线路的覆冰厚度和覆冰区，尽量避免在覆冰严重的地区设置高压输电线路。对于一些覆冰严重地区的高压输电线路，当地的电力部门要积极将加强加固型直线塔设置在高压输电线路的中间位置，避免电线杆塔倾斜倒塌导致高压输电线路被连锁破坏。另外，还要补强和加固高压输电线路的地线支架，提高高压输电线路和杆塔的抗压能力。其二，选择合适的高压输电线路除冰方法。为了有效地缓解高压输电线路的覆冰故障，可以采用机械破冰、热力融冰、憎冰、憎水、设置防雪环等方法[3]。热力融冰主要是通过铁磁线、短路电流以及潮流分配等方式来消除覆冰，机械破冰法可以通过强力震动和电磁力来破除覆冰，各个地区的电力部门要结合高压输电线路覆冰故障的实际情况，选择合适的除冰方法，最大程度地消除高压输电线路覆冰故障。
2.3 风偏放电的故障分析和检修维护要点
（1）风偏放电的故障分析
风偏放电故障是高压输电线路一种最常见的运行故障。我国很多地区经常由于大风的气候条件发生风偏放电，导致高压输电线路发生跳闸故障，严重影响了电力系统的安全稳定运行。在疾风和大风的天气环境中，在巨大的风力作用下，高压输电线路会随风摇摆，很容易造成高压输电线路发生跳闸或者短路。
高压输电线路发生风偏放电故障主要有两方面的原因，其一是区域性的强风天气，在高压输电线路的大风区域中，在风力作用下高压输电线路在位置上会发生偏转或者偏移。同时，高压输电线路的空间场强越来越大，而空气间隙越来越小，高压输电线路在角铁边缘、防震锤以及脚钉位置会发生放电情况。其二，高压输电线路放电电压降低，在暴风雨环境中，暴雨会在强风作用下，在高压输电线路上形成连续的水线，如果高压输电线路上水线的闪络路径和方向相一致，就会导致降低空气间隙的放电电压，放电时，高压输电线路的空气间隙会逐渐减小，从而降低高压输电线路的放电电压。
（2）风偏放电的检修维护要点
为了有效地防治高压输电线路发生风偏放电故障，各个地区的气象部门和电力部门要加强协同合作，气象部门要及时向电力部门反馈观测的风向、风速和风力等情况，结合各个地区实际的气候环境特点，在设计和规划高压输电线路时，充分考虑到大风天气影响，精确地计算风偏参数，确定各个位置高压输电线路在风力作用下的运行轨迹、风压系数以及瞬时最大风速等，优化高压输电线路的风偏设计，在一个风力较大地区的高压输电线路上安装V型串，改善高压输电线路的风偏放电故障。
3.结束语
高压输电线路作为电力系统的关键部分，其安全稳定运行关系着人们的日常生活和社会发展，因此要全方位掌握各种自然灾害的艰巨性和重要性，加强高压输电线路的检修和维护，保障高压输电线路的安全稳定运行。
参考文献：
[1]贾延鸿. 高压输电线路的检修与维护要点[J].科技资讯，2013，34：104+106.
【关键词】布局 电阻精度 集成电路版图
1 引言
随着集成电路的发展，半导体器件的特征尺寸不断减小，器件的工作速度越来越快，且工作电压越来越低，同时互连线宽也不断减小，使得芯片面积大大减小，降低了芯片设计的成本。同时版图设计过程中产生的一些寄生参数对芯片的影响会越来越大，版图质量的好坏，不仅关系到集成电路的功能是否正确，而且它也会极大程度地影响集成电路的性能、成本与功耗。本文在相同电路设计的前提下，改变版图布局方式，研究了不同版图布局对电阻精度的影响。文章第2节主要讲述目前电路常用的电阻版图实现方式，第3节以具体公式推导为依据，计算研究了不同版图布局对电阻精度的影响。第4节给出结论。
2 目前芯片内电阻常用的版图实现方式
电路中用到电阻时一般是比值要求，如各种电阻分压电路，R1：R2=7：4等，因此电阻的版图设计时首要考虑的是匹配的要求。电阻一般会遵循三个匹配的原则：电阻应该被放置相同的方向、相同的器件类型以及相互靠近。这些原则对于减少工艺误差对模拟器件功能的影响是非常有效的。具体来讲，首先我们要保证电阻使用相同的类型、相同的宽度、相同的长度以及相同的间距。
画匹配电阻时，应该先找最大公约数作为电阻的基本单元。首选大电阻，因为其匹配特性要比小电阻的匹配特性好。比如电阻串中存在2R，R，1/2R等阻值，选用R作为单位电阻，1/2R阻值由两个R电阻并联而得。而且，匹配电阻的两端必须加dummy电阻，保证尽可能精确地得到匹配电阻的宽度和长度。并且将dummy电阻两端短接到地。如图1所示。对于高精度的电阻，建议电阻的宽度为工艺最小宽度的5倍，这样能够有效降低工艺误差。对于阵列中有大量电阻的情况，使用交叉阵列电阻，把电阻放置成多层的结构，形成二维阵列。对于一些阻值小于20欧的电阻，使用金属层来做电阻，会得到更准确的阻值。
3 版图布局对电阻精度的影响
虽然多数电路用到电阻时常是比值要求，然而还有些电路中需要用到的是电阻的绝对值。比如带隙基准电压源中的自启动电路，需要用固定电压来得到电流值，或者电流镜电路，需要从固定电流得到电压值。此时，版图设计要以阻值的精确度为考虑的主要因素。而芯片的实际生产过程中因为环境原因会产生各种各样的偏差，比如光照衍射会导致电阻器件的宽度W和长度L偏差。本文对比了几种电阻布局方法，将单位电阻按照不同的方式和方向布局摆放，降低因为生产过程中尺寸偏差而造成的电阻绝对值偏差，提高电阻精度，使系统性能更稳定。
如图2所示，本文提出对电阻采用一字形布局方式，其中一半单元横向放置另一半单元竖向放置的布局方式，假设同一个电阻需要2N个单位电阻R组成，取其中N个单位电阻R竖向放置，另外N个单位电阻R旋转90度横向放置。总阻值不变，仍然为2N*R。使得电阻阻值变化率与电阻长度以及宽度偏差关联性降低，在不增加原有面积的基础上，提高了电阻的实际精度。
对于理想电阻，总电阻值Rt，其中Rsq是方块电阻，L是电阻的长度，W是电阻的宽度。
假设在生产过程中，L方向变化了a倍，W方向变化了b倍，对于现有的电阻布局方式，总电阻Rt'，
参见表1，是如图1所示常用电阻布局方式的电阻变化率，随着电阻宽度和长度偏移量的不同而不同，假设长度变化幅度ΔL和宽度变化幅度ΔW都为-30%～30%，电阻变化率为-41%～85%。
对于本文中的电阻布局方式，旋转90度横向放置的N个单位电阻的宽度和长度与竖向放置的N个单位电阻趋势相反，即竖向电阻单元L变化a倍，但横向电阻单元W变化a倍。因此总电阻Rt''为：
参见表2，是本文提出的如图2所示一字型电阻布局方式的电阻变化率，随着电阻宽度和长度偏移量的不同而不同，假设长度变化幅度ΔL和宽度变化幅度ΔW都为-30%～30%，电阻变化率为0%～19.78%。变化范围远远小于常用电阻布局方式的变化率。
同时，在一字型布局的基础上，路的版图布局也可灵活修改，对于不同长度的电阻，可采用回字形布局方式，或者人字形布局方式。使横向电阻和纵向电阻总数为N个，或者使横向电阻的总长度和纵向电阻的总长度一致，则尺寸偏差对电阻值的影响与一字型布局方式中尺寸偏差对电阻值的影响相同。
如图3所示，电阻可采用回字形布局方式，2N个单位电阻平均分成四组，每组有N/2个单位电阻，第一组和第三组竖向放置，第二组和第四组中的N/2个单位电阻横向放置，四组依次连接形成一个回字。
如图4所示，还可以对电阻采用人字形布局方式，2N个单位电阻平均分成六组，每组有N/3个单位电阻，第一组中的位于首位的单位电阻的一端为输入端；第六组中位于末位的单位电阻的另一端为输出端；六组依次连接形成一个人字。
4 结论
本文通过改变版图布局的方式，尽可能的减小工艺对电阻精度的影响。电阻可采用一字形布局方式，即其中一半单元横向放置另一半单元竖向放置的布局方式。对于不同长度的电阻，也可选用回字形或者人字形布局方式，使横向电阻的总长度和纵向电阻的总长度一致，从而会使电阻阻值变化率与电阻长度以及宽度偏差关联性降低，在不增加原有版图面积的基础上，大大提高了电阻的实际精度。
参考文献
[1]Alan Hastings，”The art of Analog Layout”P253-P256[J].电子工业出版社，2007.
作者简介
刘静（1982-），女，河北省沧州市人。硕士学位。高级工程师，从事DRAM/Flash 芯片中版图设计工作。
超偏载检测装置的综合雷电防护
1综合雷电防护概述
综合雷电防护既包含直击雷的防护，也包括感应雷、传导雷及各种操作过电压、静电的防护，只有实施综合的、系统的雷电防护，才能获得理想的保护效果。电子设备的雷电防护应采取综合防护的方法，主要包括3个方面。（1）改善电磁兼容环境条件，包含屏蔽、等电位设置以及合理布线。（2）分区分级设置防雷保安器。（3）良好的接地措施。在超偏载检测装置的综合雷电防护实践中，根据现场建筑物的地理、气象条件，结合机房内外的电磁环境及设备应用情况，采取科学、合理、经济、有效的综合防护措施，取得了很好的保护效果。
2超偏载检测装置的直击雷防护及屏蔽措施
(1)直击雷防护措施
直击雷的防护由外部防雷系统承担，在超偏载检测装置机房建筑物的房顶设置避雷带和避雷网作为接闪器，在机房建筑物的四周均匀设置4根引下线与综合环型地网相连，同时综合环型地网与建筑物的主钢筋相连，这样构成完整的外部法拉第笼，起到直击雷的防护和电磁屏蔽作用。
(2)设置综合环型地网
良好的接地是综合雷电防护的基础，感应雷、传导雷及各种操作过电压、过电流、静电最终都要通过地网泄放。在机房建筑物的四周设置环型地网，该地网由水平接地体和垂直接地体组成。水平接地体采用40mm×4mm热镀锌扁钢，距建筑物外墙间距不小于1m，埋深不小于0.7m；垂直接地体采用耐腐蚀性强的石墨电极，接地电阻要求不大于1Ω。考虑超偏载检测装置机房设立在路基上，而路基的土壤电阻率普遍较高，接地电阻难以达到要求，可采取增设垂直接地体及外延接地体的措施，以增加泄流面积及降低接地电阻。设置外延接地体时，水平接地体的有效长度计算如下：le=2姨ρ。上式中，le为接地体的有效长度，m；ρ为敷设接地体处的土壤电阻率，Ω•m。环形地网必须与建筑物四角的主钢筋焊接，根据超偏载检测装置机房建筑物现场条件，也可将环形地网设置成U型，以便与地网连接的各种引线就近连接。现场如有贯通地线，环形地网须与贯通地线相连接。
(3)设置局部贯通地线
超偏载系统和车次号设备均由安装在室内及室外的设备构成，室外设备如传感器、磁缸、接线箱等安装在轨道或轨道旁并通过电缆与室内设备相连。由于室外受条件限制只能设置简易地网，按相关标准要求室外信号设备接地电阻值可在10～20Ω之间，而机房建筑物的环型地网接地电阻值为小于1Ω，这样室外设备感应的大部分过电压和过电流就会通过电缆传导至室内，从而极易损坏相关设备。为了解决上述问题，采用设置局部贯通地线的方法，将室内外地网用贯通地线连接，使室内外设备的接地电阻相同，地电位相等，形成整个系统区域内共地。这将大幅减少通过电缆传导至室内设备的过电压和过电流，提高系统设备抗干扰能力，减少雷击故障。从近年在试点站实施的情况看，此方法取得了很好的防护效果。
3机房室内法拉第笼屏蔽
由于超偏载检测装置机房内集中了大量微电子设备，为改善机房内电磁环境，增强对各种电磁干扰的抵御能力，须对超偏载检测装置机房进行更完善的室内法拉第笼屏蔽。具体方法如下。（1）在超偏载检测装置机房内除地板外的5个面设置屏蔽层，屏蔽层选用厚度为0.6mm的铁板作为电磁屏蔽材料，铁板间用2mm2的软铜线可靠连接，确保屏蔽层连成一个整体；整个屏蔽层用25mm2的软铜线与地网可靠连接。（2）机房的门、窗采用截面积不小于3mm2、网孔80mm×80mm的铝合金网做屏蔽，并用16mm2的软铜线与地网及屏蔽层可靠连接。（3）机房地面采用防静电地板做屏蔽，静电地板的金属骨架最少每隔2m使用16mm2的软铜线与四周屏蔽层可靠连接。
4机房室内接地汇集线及等电位连接
等电位连接是保证设备和人身安全的重要防护措施。在超偏载检测装置机房应设置防雷接地汇集线、安全接地汇集线、屏蔽接地汇集线。各接地汇集线单独设置，材料采用不小于30mm×3mm的紫铜排，长度满足所有设备能以最短距离就近接地；对各接地汇集线，分别采用截面积不小于25mm2带绝缘外护套的多芯铜导线与环形接地装置连接。由于高频电流的趋肤效应，电缆的屏蔽层传导大部分的雷电流，为了泄放从电缆屏蔽层传导进入机房的雷电流，对进入机房的所有电缆的屏蔽层在入室处断开，并分别进行接地处理，这将大幅减少从各电缆传导的雷电流对设备的冲击。
5超偏载检测装置电源的雷电防护
由对雷电脉冲频谱分析可知，雷电90%以上的能量都集中在100kHz以下，极易从工频电源系统中耦合进入。据统计60%～70%的雷击事故发生在电源部分。IEC1312《计算机信息系统防雷保安器》规定，对雷电的防护分4个梯度，交流从6～1.5kV，直流从500～120V，根据设备的耐压及重要程度，来确定电源避雷器的级数和各级的限制电压，既防雷电过电流，又防雷电过电压。对超偏载系统，机房电源防护是重点，应采用源引入处安装防雷箱，作为电源第Ⅰ级防护，防雷箱通流容量不小于40kA，限制电压小于2000V；在设备UPS的输入端安装电源防雷器，作为电源第Ⅱ级防护，其通流容量不小于20kA，限制电压小于1500V；对工控机、采集设备、通信设备等采用具有滤波功能的电源防雷插座供电，作为电源第Ⅲ级防护。通过3级防护，将从电源线传导的过电压和过电流逐级对地泄放，使设备得到有效保护。
6超偏载检测装置数据通道的雷电防护
(1)室外传感器的防护
超偏载传感器包括压力传感器和剪力传感器。传感器作为超偏载检测装置的核心部件，由于安装在室外，因此应采用具有多级防护电路的防雷保安器进行重点防护。由于传感器输出的信号直接关系到计量精度，在选用防雷保安器时，须考虑插入损耗、对地绝缘阻抗等指标满足实际要求。在室外称台旁边的接线盒内，对传感器的电源线和信号线分别安装串联型防雷保安器。实际应用中，选用BVBKF-24DC直流电源防雷保安器及BVBSFLM-H信号防雷保安器,其内含多级保护电路，具有电压保护要求低、对信号衰减小、模块可热插拔、安装和维护方便的特点。
(2)室内数据采集设备的防护
传感器的连接电缆从室外接线盒引入到机房，与数据采集设备接口连接。为防止从电缆传导的过电压侵入室内设备，采用新型的BVB信号防雷箱对进入数据采集设备接口的电源线和信号线进行防护。现场安装时，室外电缆直接进入BVB信号防雷箱，经过防雷保安器防护后连接到数据采集设备接口，将电缆屏蔽层切断后与综合地网连接。这些措施将室内外电缆进行隔离，大幅提高了防护效果。
(3)车次号射频接口的防护
机房内的车次号设备（数据读出器）通过同轴电缆与室外的磁钢连接。由于电缆从室外引入，穿越了防雷区，因此，必须在引入处安装防雷保安器。对于同轴电缆接口，采用BVBHX-3N50天馈线防雷保安器，用于数据读出器射频接口的保护。
(4)通信设备接口的防护
机房内的通信设备主要有交换机、调制解调器，由室外引入的电话线及网线必须进行防护。对于调制解调器，采用BVBFLM-WJ-RJ45/11电话线信号防雷保安器进行防护；对于交换机，采用BVBFLM-WJ-RJ45网络线路防雷保安器进行防护。
7施工与工艺要求
综合雷电防护措施的施工与工艺，对整体防护效果有直接关系。在防雷施工过程中，应严格按照设计要求及工艺要求施工，加强过程监督和检查，确保工程质量。下面是需要特别注意的工艺要求。（1）施工中，要求所有泄放雷电流的导线必须阻燃且走最直接的路径，应减少长度和方向变化，且这些导线的曲线半径不小于200mm。（2）对所有防雷保安器的接地线必须与接地汇集线就近可靠连接，接地线必须用短而直的黄绿软塑料多股铜导线，截面积不小于1.5mm2。（3）并联型防雷保安器与被保护设备端子的连接线截面积不小于1.5mm2，长度不得大于0.5m，受条件限制时，可适当延长，但严禁超过1.5m；或采用凯文接法。（4）采用栓接连接时，必须使用双螺帽。（5）引接线、接地汇集线间的连接线等在穿越墙体、楼板时应加装保护并保证与墙体绝缘。（6）各种防雷保安器均应设置用途及去向标牌。
超偏载检测装置综合雷电防护措施的运用情况
1现场应用情况
南昌铁路局从2009年开始选择了12个雷电多发地段的超偏载检测装置机房作为试点，按照上述方案进行了综合防雷改造。根据现场各站的具体情况，采取防护直击雷、感应雷，改善电磁环境等措施，同时对电源、数据通道分区分级设置防雷保安器，构成了超偏载检测装置区域内较为完善的综合防雷系统。
2应用效果
对综合防雷改造的各站点进行跟踪、统计和对比表明，经过综合防雷改造站点的设备受雷击损坏的现象大幅减少。随着电磁环境的改善，设备工作更加稳定、可靠，极大地减少了设备的维护工作量及维护成本，提高了设备的利用效率。
购物车(0)